夜不能寐-最简单的电路遇到了问题，《晶体管电路设计》第11页图2.1五倍放大电路仿真(m
终于决定狠下心来，要把大牛铃木雅臣的晶体管电路设计这本书吃透。立贴为据。然而第一个电路就遇到了问题，夜不能寐啊。首先来看下该书的第一个电路，5倍放大电路。
http://cache.amobbs.com/bbs_upload782111/files_40/ourdev_647398QU1WKE.jpg
《晶体管电路设计上》图2.1 实验用的放大电路 (原文件名:图2.1.jpg)
铃木雅臣用到的三极管是2sc2458，multisim10.0里没有；我们常用的9013,9014,8050,8055，multisim10.0里没有。好在有网友已经上传了9013,9014,8050,8055等的模型，参见http://www.ourdev.cn/bbs/bbs_content.jsp?bbs_sn=3413596&bbs_page_no=1&search_mode=1&search_text=multisim&bbs_id=1037。在这个实验里，用到的就是这个9013。用multisim绘制出来的电路图如图所示
http://cache.amobbs.com/bbs_upload782111/files_40/ourdev_647399PFJEZ1.jpg
multisim采用9013的5倍放大电路 (原文件名:multisim采用9013的5倍放大电路.jpg)
打开虚拟示波器一看坏了，放大出现了失真，底被削去了，如下图所示：
http://cache.amobbs.com/bbs_upload782111/files_40/ourdev_647400M2AMIL.jpg
示波器失真波形截图 (原文件名:示波器失真波形截图.jpg)
百思不得其解啊，为啥会出现这个失真呢？通过偶然的修改模型中的饱和电流的参数，发现失真有所改善。这又是为什么呢？
http://cache.amobbs.com/bbs_upload782111/files_40/ourdev_647403XQMN4M.jpg
饱和电流参数修改 (原文件名:饱和电流参数修改.jpg)
http://cache.amobbs.com/bbs_upload782111/files_40/ourdev_647402JFK0I0.jpg
无失真波形截图 (原文件名:示波器无失真波形截图.jpg)
有没有其他的方法改善失真波形呢，将模型的饱和电流参数恢复后，波形又失真了。调节偏置电阻试试呢，通过调节偏置电阻R2从22K改为15K，波形也出现了明显的改善。http://cache.amobbs.com/bbs_upload782111/files_40/ourdev_647404ZE58P1.jpg
更改R2为15K后的放大电路 (原文件名:更改R2为15K后的放大电路.jpg)
http://cache.amobbs.com/bbs_upload782111/files_40/ourdev_647405HBW6VA.jpg
波形再次得到改善 (原文件名:波形再次得到改善.jpg)
上述是表面现象，其深层次的原因是什么呢？谁能来解释下？
multisim仿真实验-晶体管电路设计图2.1ourdev_647407L42EUF.rar(文件大小:190K) (原文件名:multisim仿真实验-晶体管电路设计图2.1.rar) 原因是输入电平过大。 1、提高电源电压，要相应调整R1,R2
2、降低输入电压 晶体管的放大倍数不一样 调整偏压阻值改变电路之工作点, 令晶体管集电极电压在无讯号时是电源电压的一半。
编辑帖子加入仿真结果。
http://cache.amobbs.com/bbs_upload782111/files_40/ourdev_647471CJIGZ0.png
(原文件名:NPNBias1.png) 网上很多人推荐这本书，我也买过1套小日本的书，开始看着还可以，后来再看就觉得没劲。为什么？基本上都是一些经验之谈，虽然很实用，但缺少深入的理论分析，看完后有知其然而不知其所以然的感觉。
这个电路很简单，但好像还没有看见有人详细分析一下，我来吧。
设三极管三个级的电压为Vb / Vc / Ve,假定三极管的BE压降为常数VBE,
为了让三极管不失真地正常放大，可列出关系式：
(1) Vb > VBE = Vbmin
(2) Vc > Vb
(3) Ve = Vb - VBE
(4) Vc = Vcc - (Ve/Re)*Rc = Vcc - Ve*(Rc/Re) = Vcc - k*Ve(令k = Rc/Re, 就是放大倍数)
把(3)代入（4），并由2式的关系得
(5) Vc = Vcc -k*(Vb-VBE) > Vb
Vcc + kVBE > (k+1)Vb
(6) Vb < (Vcc + kVBE) / (1+k) = Vbmax
由(1)和(6),可得到最大动态范围的静态工作点VB和（输出不失真的）最大输入信号幅值Vinmax
(7) VB = 1/2 * (Vbmin + Vbmax)
= 1/2 * { VBE + (Vcc + kVBE) / (1+k) } *****
(8) Vinmax = 1/2 * (Vbmax - Vbmin)
代入电路图中的值 VBE = 0.7V， k = 5, Vcc =15,
Vbmax = (15 + 5*0.7)/(5+1) = 3.1V
VB = 1/2 * (0.7 + 3.1) = 1.9V
Vinmax = 1/2* (3.1 - 0.7 ) = 1.2V
=============================================================
作者给出的电路图中，基极偏置电压是 VB = 15 * 22 / (100 + 22) = 2.7V，最大输入信号的幅值只有3.1-2.7 = 0.4V，显然这个静态点偏高了。
当R2 = 15k时, VB = 15 * 15 / (100 +15 ) = 1.95V，这个静态点比较合适 好贴，跟着LZ学习 简单点说就是因为信号输入一段达到最高点的时候，Rc上的电流最大，图中5那个点的电压达到最低。但是这个时候5点的电压是不可能低于6点的电压的，所以失真。
这个时候如果三极管的饱和电流减小的话，Rc上的电流也会减小，5点的电压就不会像之前那么低，就不会失真了。
同样，调整R2降低4点的电压，会使6点的电压下降，也会减小失真。 汗，晶体管型号都不一样了，还按原来的电阻仿真.....
想没想过怎么设计？
既然是放大，考虑过需要多大的放大倍数没？考虑过输入信号的幅度范围没？.......频率范围就不说了。
实际上还有个问题，相同型号晶体管的放大倍数是离散的，在手册给定的范围内。设计出来的放大电路还要重新验证。不然的话，没法生产加工。 1、这个电路的放大倍数基本上由Rc/Re决定，和晶体管的型号没有关系(当然，必须是NPN管)，只要它的放大倍数够大（看你的精度，100倍已经足够） ---- 这就是负反馈的好处。
2、失真的原因是静态偏置太高。
3、楼主还可以分析一下射随电路的失真。《电子学》上有。 http://cache.amobbs.com/bbs_upload782111/files_40/ourdev_647602EVEUW4.JPG
(原文件名:dxp.JPG)
铃木的图和我加了旁路电容的图。
http://cache.amobbs.com/bbs_upload782111/files_40/ourdev_647603KU73WF.JPG
(原文件名:image.JPG)
http://cache.amobbs.com/bbs_upload782111/files_40/ourdev_647604JWH0F8.JPG
(原文件名:my circuit1.JPG)
http://cache.amobbs.com/bbs_upload782111/files_40/ourdev_647605XMKQXX.JPG
(原文件名:铃木.JPG)
我的电路加了一个旁路电容算得以下结果：
VB= 15*(22/122)=2.7V
VE=2.7-0.7= 2V
IEQ=2V/2Kohm=1mA
据图中的IBQ=11.102uA.ICQ=913.647uA.算出。
β=ICQ/IBQ=82
那么。rbe=300+(1+82)(26mV/1mA)约=2460ohm
Av=-βRC/rbe=-82*10000ohm/2460ohm=-333倍
图片my circuit1验证了这个放大倍数。./emotion/em011.gif
不知道铃木的那个-5倍是咋么算出来的。知道的说一下。 按照共射极的定义。铃木的图不是共射放大电路。但是为什么书中又说这是共射极放大电路呢。。。。不懂，请教。 射极串联电阻引入了负反馈，还是属于共发射极电路 仔细拜读了5楼的高论。谢谢5楼高人。./emotion/em059.gif
12楼的大侠说得好像有道理。但我还是没搞明白。让我想想。谢谢12楼。多年不算这些了。好多都忘记了。./emotion/em059.gif 大家都很热心啊，我明天也要加入仿真分析 拜读5楼高人 "基本上都是一些经验之谈，"
that's why it is called the "ART" of electronics.
"显然这个静态点偏高了。 "
this is meant to be a small signal amplifier, not for a 2vpp signal. 偏置是不是偏高，要看设计的输入电平，和设计者选择的三极管工作点，这个工作点会影响到放大器的失真指标，不同的管子工作点也不相同，虽然有负反馈稳定放大倍数，但是不同管子的特性差异在要求高时还是要考虑的。
所以电路设计是不可以生搬硬套的，一定要按自己的实际需求，通过计算和实验得出最佳的元件参数。 硬件调试过，遇到同样问题 虽然铃木的电路图和设计分析都是经验值，如果不按他的电路设计，他的推导方法就会有误，但我觉得在模电这种本身参数难以精确计算（相对数电），这种经验计算也是有好处的。我在proteus中仿真了书中的几个电路，也用面包板搭过电路，都能按设计给出结果（搭板是不按书的参数，根据原理来自行设计），现在也在做一个AB类功放（5W），设计方法也是按铃木的思路的。
我在仿真的时候也遇到过类似的问题，后来解决了，这里原因是输入的电平太大，达到了2V Vpp，按照5倍来算（而且这个5倍不是准确的5倍），就已经是10V Vpp了，15V的电源还要剪掉Re、Rc和Vce的电压，波形就基本到了饱和区了，削波也很正常。
还有一个就是仿真中模型的参数和现实的不对，书中说了，偏置电流要是Ib十倍以上，一开始也不在以为然，后来才发现，在这种经验设计电路来说，这是很有道理的，楼主可以测一下Ib的电流重新设计偏置电阻的数值，由于这个原因，会导致偏置电压有偏差。 回复【5楼】eastbest
网上很多人推荐这本书，我也买过1套小日本的书，开始看着还可以，后来再看就觉得没劲。为什么？基本上都是一些经验之谈，虽然很实用，但缺少深入的理论分析，看完后有知其然而不知其所以然的感觉。
这个电路很简单，但好像还没有看见有人详细分析一下，我来吧。
设三极管三个级的电压为Vb / Vc / Ve,假定三极管的BE压降为常数VBE,
为了让三极管不失真地正常放大，可列出关系式：
(1) Vb > VBE = Vbmin
(2) Vc > Vb
(3) Ve = Vb - VBE
(4) Vc = Vcc - (Ve/Re)*Rc = Vcc - Ve*(Rc/Re) = Vcc - k*Ve(令k = Rc/Re, 就是放大倍数)
把(3)代入（4），并由2式的关系得
(5) Vc = Vcc -k*(Vb-VBE) > Vb
Vcc + kVBE > (k+1)Vb
(6) Vb < (Vcc + kVBE) / (1+k) = Vbmax
由(1)和(6),可得到最大动态范围的静态工作点VB和（输出不失真的）最大输入信号幅值Vinmax
(7) VB = 1/2 * (Vbmin + Vbmax)
= 1/2 * { VBE + (Vcc + kVBE) / (1+k) } *****
(8) Vinmax = 1/2 * (Vbmax - Vbmin)
代入电路图中的值 VBE = 0.7V， k = 5, Vcc =15,
Vbmax = (15 + 5*0.7)/(5+1) = 3.1V
VB = 1/2 * (0.7 + 3.1) = 1.9V
Vinmax = 1/2* (3.1 - 0.7 ) = 1.2V
=============================================================
作者给出的电路图中，基极偏置电压是 VB = 15 * 22 / (100 + 22) = 2.7V，最大输入信号的幅值只有3.1-2.7 = 0.4V，显然这个静态点偏高了。
当R2 = 15k时, VB = 15 * 15 / (100 +15 ) = 1.95V，这个静态点比较合适
-----------------------------------------------------------------------
您的方法是正统的计算方法，我仔细研究了下，感觉用一个词来形容非常贴切，霸气外漏。然而仍心有不甘，手捧着晶体管电路设计这本书，我总是感觉到作者并不是要我们专注于计算，而是指给我们另一条路。或许是想要我们用一种感性的方式思考晶体管这个理性思维造出来的东西，从而得到一种升华，毕竟纯粹的公式的计算不容易带来激_情的火花。先来回顾下铃木雅臣的计算方法。
1.首先铃木雅臣假设了该放大电路的设计要求：
http://cache.amobbs.com/bbs_upload782111/files_40/ourdev_647829EAN5HO.jpg
共发射极放大电路的设计规格 (原文件名:共发射极放大电路的设计规格.jpg)
根据上述设计要求，他选择了15V电源，满足大于(5V+发射极偏压约1-2V）的隐含要求并选择了2SC2458这个三极管。
2.确定发射极工作电流。基于晶体管的频率特性曲线，确定发射级和集电极的工作电流，为了有较好的频率特性，他选择了1mA的发射极工作电流。
http://cache.amobbs.com/bbs_upload782111/files_40/ourdev_647830JGHWTJ.jpg
2SC2458的频率特性与发射极电流的关系 (原文件名:2SC2458的频率特性与发射极电流的关系.jpg)
3.确定Re和Rc。为了吸收基极和发射极电压Vbe随温度的变化，从而使工作点（即集电极电流）稳定，Re的直流压降必须在1V以上，他假设为2V。则Re=Ve/Ie=2V/1mA=2K。Rc=Re*Av=2*5=10K。
4.偏置电阻的设计。由于Ve定为2V，则Vb=Ve+Vbe=2+0.6=2.6V。考虑到偏置电阻R1和R2上流过的电流要远远大于流过基极的电流，流过基极的电流是Ie/hFE=1mA/200=0.005mA。他认为大于0.005mA的10倍即满足远远大于的条件，即大于0.05ma，他选用了0.1mA。那么就可计算出偏置电阻R2=Vb/0.1mA=2.6V/0.1mA=26K。R1=(VCC-Vb)/0.1mA=(15-2.6)/0.1mA=124K
上述计算，用在9013里也是没有什么漏洞的，但出现了失真，那铃木雅臣会怎么改变这种局面呢，他有没有什么能自圆其说的好方法呢，或者我们谁能提供一个帮助铃木雅臣自圆其说的方法？ 回复【10楼】chensi007
-----------------------------------------------------------------------
Re和Ce并联后的交流阻抗Ze已经接近于零，按照铃木的说法Av=Rc/Re，这个是用作交流分量分析得出的结论，那么应该改成Av=Zc/Ze=∞。那么三极管的放大倍数就其主要作用了。 回复【9楼】eastbest
1、这个电路的放大倍数基本上由rc/re决定，和晶体管的型号没有关系(当然，必须是npn管)，只要它的放大倍数够大（看你的精度，100倍已经足够） ---- 这就是负反馈的好处。
2、失真的原因是静态偏置太高。
3、楼主还可以分析一下射随电路的失真。《电子学》上有。
-----------------------------------------------------------------------
电子学上有具体是指什么？ 回复【20楼】abner 东云
上述计算，用在9013里也是没有什么漏洞的，但出现了失真
-----------------------------------------------------------------------
其实你有没有意识到你的信号源1Vpk实际上相当于2Vpp的？示波器A路的2V/DIV已经说明问题了。 mark 分析很透彻。。 回复【23楼】gzhuli 咕唧霖
回复【20楼】abner 东云
上述计算，用在9013里也是没有什么漏洞的，但出现了失真
-----------------------------------------------------------------------
其实你有没有意识到你的信号源1vpk实际上相当于2vpp的？示波器a路的2v/div已经说明问题了。
-----------------------------------------------------------------------
明白了，不过明白的有点太迟了，谢谢您的不吝赐教。 建议信号源使用信号发生器 "偏置电流要是Ib十倍以上"
so that the transistor's Ib doesn't overload the bias network.
"帮助铃木雅臣自圆其说"
what makes you think he needs your help?
"按照铃木的说法Av=Rc/Re，这个是用作交流分量分析得出的结论，那么应该改成Av=Zc/Ze=∞。"
parallel a capacitor to Re and run a small signal (1uv - 1mv), at different frequencies, through the amp and see what the output is. then you will know why 铃木 is right and why he doesn't need your 帮助.
it is always good to be willing to challenge authorities.
it is always stupid to challenge authorities before you know what you are talking about. 回复【5楼】eastbest
-----------------------------------------------------------------------
分析很透彻，
这个正是我要的，学习了 remind 我自己也遇到这个问题，http://www.ourdev.cn/bbs/bbs_content.jsp?bbs_sn=4828592&bbs_page_no=1&bbs_id=1037
我用的是信号发生器，再看看自己的电路图发现问题：
1.信号发生器确实有问题，把-连到GND了，应该用COM，结果输入信号的幅度确实超了。
2.改过信号发生器后，失真有所改善，但仍存在失真。
分析原因：
三极管用的是sc1815。
在LTSpice中，工作点是5.72V，而在Multisim11里却是4.68V，低了1V。所以信号下部失真，在Multisim把那个100K改成105K，好了。但是为什么呢？感觉还是模型的问题。把Multisim11里的2sc1815的SPICE模型复制下来，打开LTSPICE的三极管库复制进去，要改一下的，重新运行LTSpice，把Q2sc1815改成从Multisim11移植来的2sc1815，模拟，啊哈，也出现失真了，在看工作点，也是4.68。Vb和Ve Vc的数据与Multisim11都一样。
问题找到了，还是Spice模型不一样造成的。就是这个2SC1815很奇怪，其他的BE压降确实都在0.6左右，就这个，直流分析工作时压降是0.46。不知怎么回事？还要好好看看它的SPICE和LTSPIC哪一点不一样。
总体上，原书中的工作点设得确实有点低。提高后在Multisim11模拟就没问题了。比如说就用124K和26K，模拟也没问题，问题还在于他提出E24系列没有这个值，找是最接近比值的电阻，用E48系列也可以更接近这个比例，模拟也没什么问题。 哎，基本的工作点分析下就知道了。大学里，这个应该是基础中的基础吧？ 标记一下 回复【32楼】darkstar
我自己也遇到这个问题，http://www.ourdev.cn/bbs/bbs_content.jsp?bbs_sn=4828592&bbs_page_no=1&bbs_id=1037
我用的是信号发生器，再看看自己的电路图发现问题：
1.信号发生器确实有问题，把-连到gnd了，应该用com，结果输入信号的幅度确实超了。
2.改过信号发生器后，失真有所改善，但仍存在失真。
分析原因：
三极管用的是sc1815。
在ltspice中，工作点是5.72v，而在multisim11里却是4.68v，低了1v。所以信号下部失真，在multisim把那个100k改成105k，好了。但是为什么呢？感觉还是模型的问题。把multisim11里的2sc1815的spice模型复制下来，打开ltspice的三极管库复制进去，要改一下的，重新运行ltspice，把q2sc1815改......
-----------------------------------------------------------------------
楼主工作点怎么看的，是通过编辑模型里看的，还是计算的？刚接触希望指教 技术贴要顶。 經典之作.. 根据三极管，合理设置静态工作点 学习了 学习了 回复【4楼】eblc1388
-----------------------------------------------------------------------
你好，我看了你的跟帖，我发现你加了15K就搞定了这个输出，高手大虾，我可以咨询你一个问题吗，对于一些这样的放大电路，如果我的参数像楼主那样电阻选取的不合适，导致出现上下部削平现象。我怎么样修改这些电阻，比如说我修改某些电阻，使得Uceq正好等于Vcc的一半，你能告诉我方法吗？ 输入信号过大的问题；建议LZ好好的看看输入的幅值是多大 正是看了这本宝书，才茅塞顿开的
出去在菜鸟前忽悠人的时候
感觉信心满满啊~~ mark，学习 感觉这书还是很不错的。高手可能不屑一顾，但对我这样的菜鸟来说至少它告诉你一个电路设计的流程与方法，至少看完后你可以设计出按自己要求工作的小电路，而大多数国内的书，理论讲了一大堆，想设计个简单的放大器感觉就是老虎吃天无处下爪。 为了吸收基极和发射极电压Vbe随温度的变化，从而使工作点（即集电极电流）稳定，Re的直流压降必须在1V以上
怎么理解？e的直流压降必须在1V以上？？？ 学习了 mark mark 有空来看 技术贴，很不错，学习了 很好，非常有用 mark谢谢 强帖留名啊！卡到这里看不下去了。 本帖最后由 yfwuh 于 2012-3-26 17:48 编辑
* Library of Japanese Bipolar Transistor Models
*Copyright OrCAD, Inc. 1998 All Rights Reserved.
* $Revision: 1.8$
* $Author: rperez$
* $Date: 17 Nov 1998 10:47:02$
.MODEL Q2SC2458 NPN(
+ IS=1.2179E-15
+ BF=173.66
+ VAF=229.10
+ IKF=2.8674
+ XTB=1.5
+ ISE=18.813E-15
+ NE=1.5420
+ BR=5.5091
+ VAR=100
+ IKR=.19975
+ ISC=37.203E-15
+ NC=1.2959
+ NK=1.6697
+ RC=.57872
+ CJE=2.0000E-12
+ CJC=4.8582E-12
+ MJC=.33333
+ TF=373.52E-12
+ VTF=8.6811
+ ITF=113.16
+ TR=10.000E-9)
*$
.MODEL Q2SC2458L NPN(
+ IS=1.2179E-15
+ BF=173.66
+ VAF=229.10
+ IKF=2.8675
+ XTB=1.5
+ ISE=18.802E-15
+ NE=1.5419
+ BR=6.1077
+ VAR=100
+ IKR=.1591
+ ISC=18.586E-15
+ NC=1.2400
+ NK=1.6697
+ RC=.54594
+ CJE=2.0000E-12
+ CJC=4.8582E-12
+ MJC=.33333
+ TF=373.52E-12
+ VTF=8.6811
+ ITF=113.16
+ TR=10.000E-9)
*$
本帖最后由 yfwuh 于 2012-3-27 17:48 编辑
讨论真热烈。。。 eastbest 发表于 2011-6-10 09:29 static/image/common/back.gif
网上很多人推荐这本书，我也买过1套小日本的书，开始看着还可以，后来再看就觉得没劲。为什么？基本上都是 ...
很好，thank you 学习了，谢谢~~ 楼主的输入波形幅度超出了书中的范围，所以失真了。这时要降低VB的静态工作点 好贴，跟着LZ学习 技术、、讨论才会进步， 顶、、 饱和失真啊 楼主。。。。你的放大倍数也不对，共射极放大电路输出受负载影响的。减小R2可以改善饱和失真状况 chensi007 发表于 2011-6-10 22:38
(原文件名:dxp.JPG)
铃木的图和我加了旁路电容的图。
有反馈的电路不是这么算的 eastbest 发表于 2011-6-10 09:29
网上很多人推荐这本书，我也买过1套小日本的书，开始看着还可以，后来再看就觉得没劲。为什么？基本上都是 ...
你好，你写的最后一个计算式子(8)我没看懂，为什么就是1/2 * (Vbmax - Vbmin)呢？
还有，我有一种理解方法，理论上没有你计算的那么严谨，不知道对不对，我的想法是这样的：
作者给出的电路图中，基极偏置电压是 VB = 15 * 22 / (100 + 22) = 2.7V，如果VBE=0.7v，则VE=VB-VBE=2V，由于放大倍数为5，所以RC上分得电压为5xVE=10v，VC=VCC-10=5v，因此，VCE=5-2=3v。
我的理解是：
所谓放大，就是在输入为波形上半侧时，随着基极电位VB逐渐增大，VE会随之逐渐增大，VC会相应减小，因此VCE的值在逐渐缩小，直至为减小为0v，这是一个临界点，如果此时VB再继续增大，就会出现1楼说的输出波形下侧有截取的情况了。所以，我觉得这时所说的放大的过程，就是让RE，RC以1：5（这个5是放大倍数）的比例来逐渐分配静态时的VCE(这里是3v)的过程（当然，这个分配过程的前提是三极管一直处于放大状态，如果中间出现饱和，那就不是这样了）。RE上的电压变化就是输入电压的变化，所以这里的最大输入电压可以这样计算：3x1/(1+5)=0.5v。
当输入为波形下半侧时，随着基极电位VB逐渐减小，VE会随之逐渐减小，VC会相应增大，因此VCE的值在逐渐增大，但VE最小能减小至0v，VC最大会增大至电源电压VCC，即15V，因此，VCE最大会增大至
15v，这又是一个临界点，如果此时输入VB继续减小，输出波形中上半侧就会出现被截取的情况了。所以，此时的放大过程，是VCE逐渐被拉大的过程，当VE点电位将至0V时(再低三极管就截止了)，VCE被拉至最大。因此可以输入的
最小电压就是静态时RE上的电压，即2V。
以上是我个人的理解，不知到对不对，请赐教！因为我看了你的计算，我和你得出的结果不一样。 学习一下.这本书看了之后还是很有收益的. 这本书确实不错，好像是分两册，可惜没时间细细品味。
页:
[1]