【一步一步做个电流源】中Cgs补偿方法的疑问

475627406 · 发表于 2013-1-11 10:56:56

先来看原文中对于Cgs补偿的一段说明

如果Rs>>Ro，则可基本忽略Ro的作用。（应该这里的Rs讲的是图中的RL）
增加Rs和Cs后，会使MOSFET输入端的极点po和零点zo频率分别为：
po=1/2pi(Cs+Cgs)Rs，zo=1/2piCsRs。
如果Cs>>Cgs，则原有的极点po=1/2piRoCs由高频段移至低频段，频率由Cs、Cgs和Rs决定，而非Cgs和Ro决定，新引入的零点zo也在低频段并与po基本重合，两者频率差由Cgs与Cs的比例决定，因而很小。
通常Rs=2k-5kOhm，Cs=0.01-0.1uF。

把关键位置的元件提取出来仿真，分析
交流仿真结果如下图，为什么？？

取消Ro

零极点终于出来了，

按照原帖的算法po=1/2pi(Cs+Cgs)Rs，zo=1/2piCsRs。
，
Po = 1/2PI( 0.1uf + 1000pf )*5k = 315hz
Zo = 1/2PI( 0.1uf )*5k = 318hz

低频时，电容不作用VO/VI = 1
最后频率足够高，电容值很小，电阻不作用 VO/VI = Xcgs/（Xcs + Xcgs）
和仿真基本一至

那此图何解？

我哪里搞错了？
难道是Po和Zo靠太近，作用相互抵消，最后还是剩下Ro和Cgs产生的极点？不应该呀，安捷伦电源上都这么搞。
那我的问题在哪呢？
这部分电路的真实作用是什么呢?

475627406 · 发表于 2013-1-11 11:03:15

这个pdf中的图片能看清楚

jade1988 · 发表于 2013-1-11 13:41:20

这时候应该减小Cs吧？减小到0.01u试试行吗；

我有个疑问，画的交流等效图，那个3欧电阻不需要等效到输入端么？

475627406 · 发表于 2013-1-11 14:14:33

jade1988 发表于 2013-1-11 13:41
这时候应该减小Cs吧？减小到0.01u试试行吗；

我有个疑问，画的交流等效图，那个3欧电阻不需要等效到输入端 ...

0.01u更接近1000p，问题是加入那部分等效电路相当于没加，如果把他们放到同一个表中，波形会重合

3欧电阻，哪来的？

475627406 · 发表于 2013-1-11 14:19:50

这样看可能更明显，不加补偿和加入补偿的电路，差异几乎看不出来

jade1988 · 发表于 2013-1-11 14:29:22

3欧就是那个电流反馈电阻

你说的对，我也感觉极点没有改变，所以改变Cs值变小

你的这句话好像说错了，不知道是不是你打错了

475627406 · 发表于 2013-1-11 15:27:39

jade1988 发表于 2013-1-11 14:29
3欧就是那个电流反馈电阻

你说的对，我也感觉极点没有改变，所以改变Cs值变小

他把mos管等效为：受Vgs控制的压控电流源 Id，然后只分析输入部分

第一段我是复制了他的原文，不知道你说的是哪里打错了

lugang_2920213 · 发表于 2013-1-14 12:42:51

帮顶 ...

yfwuh · 发表于 2013-1-14 18:17:14

楼主的图片看起来很亲切。
记得上学的时候，用lite版的pspice，大规模电路仿真不了，小规模大多有没必要仿真。
于是整天搜集简单又巧妙的小电路，用pspice验证、分析，很有意思。
还有就是手工推导晶体管电路的频率效应，再用pspice验证对比，呵呵，虽然lite版，也玩的不亦乐乎。
楼主的这个图正好以前算过，其实关键就是源极跟随器的频率响应。
对这类晶体管电路的小信号分析，手算的话，有三种典型的方法：节点方程（繁但准）；密勒等效；开路时间常数（简单，近似度高，但只能分析极点）。
呵呵，看到楼主的图，我又算了一遍，有点像回到了学生时代。。。
题外话了，呵呵，主要是想起了学校生活。。。
仅作参考

475627406 · 发表于 2013-1-14 18:24:30

yfwuh 发表于 2013-1-14 18:17
楼主的图片看起来很亲切。
记得上学的时候，用lite版的pspice，大规模电路仿真不了，小规模大多有没必要仿 ...

我读书的时候没有学这个

所以我没有去分析mos输入与输出的关系

你有时间可否看看5楼的那个只有rc 的图，那结果对不，谢谢了

我现在只分析了控制信号与Vgs的关系，发【一步一步做个电流源】帖子的那个老大，在他那个帖子中有分析，很多人看过他那个帖子，但是没有人说他的分析有误，所以............

yfwuh · 发表于 2013-1-14 18:34:31

475627406 发表于 2013-1-14 18:24
我读书的时候没有学这个
所以我没有去分析mos输入与输出的关系

呵呵，学校里模拟电路课程是不要求这些的，只是出于个人爱好，若有兴趣，我可以提供一些相关文档。
因为刚好以前帮别人分析过类似的电路，我当时的考虑就是求出mos管那一级的频率响应，然后总的环路及闭环频率响应就清楚了。

jade1988 · 发表于 2013-1-14 18:36:34

yfwuh 发表于 2013-1-14 18:17
楼主的图片看起来很亲切。
记得上学的时候，用lite版的pspice，大规模电路仿真不了，小规模大多有没必要仿 ...

那个Vout/Vin不就等于Avdc么？？怎么后面又乘以个式子？那个式子怎么来的？Avdc不是交流放大倍数么？怎么用vdc表示呢？

那个极点频率怎么来的？式子列的太少了；

475627406 · 发表于 2013-1-14 18:40:15

yfwuh 发表于 2013-1-14 18:34
呵呵，学校里模拟电路课程是不要求这些的，只是出于个人爱好，若有兴趣，我可以提供一些相关文档。
因为 ...

如果你能提供一些相关文档，那就太好了，非常感谢

yfwuh · 发表于 2013-1-14 18:40:57

5楼中说的那个补偿，我是第一次见到，运放带容性负载时若不稳定，
一种补偿方法是在运放输出与电容之间加一个电阻（阻值有要求）以隔开运放与负载电容的直接相连。
也就是说只加电阻Rs（阻值有要求）就能起到一定的补偿作用。
是不是可以完全补偿，对于你说的这个图，我现在还不太清楚。

yfwuh · 发表于 2013-1-14 18:43:09

补充说明：9楼的频率响应，只是用了一阶近似，且没考虑mos输出电阻（很大）的作用。

yfwuh · 发表于 2013-1-14 18:46:58

jade1988 发表于 2013-1-14 18:36
那个Vout/Vin不就等于Avdc么？？怎么后面又乘以个式子？那个式子怎么来的？Avdc不是交流放大倍数么？怎么 ...

呵呵，Avdc只是中频区增益，后面那个带s的式子是交流影响，也就是说中频区以后，随着信号频率的增加，增益会下降，频率到了fp处，增益幅度降为中频区的0.707倍

475627406 · 发表于 2013-1-14 18:52:14

yfwuh 发表于 2013-1-14 18:43
补充说明：9楼的频率响应，只是用了一阶近似，且没考虑mos输出电阻（很大）的作用。 ...

我的疑问只是5楼图片中
那个两个纯粹的rc电路中输出与输入的关系，不管mos

好像是lt有一套文档【运放稳定性分析】,几乎包括了所有的补偿分析方法，论坛有，如果要看可以搜一下

yfwuh · 发表于 2013-1-14 18:59:16

呵呵，有些匆忙，一时就找到这三个。
pdf是从《模拟集成电路的分析与设计4th》截出来的，此书作者Gray。

yfwuh · 发表于 2013-1-14 19:00:22

475627406 发表于 2013-1-14 18:52
我的疑问只是5楼图片中
那个两个纯粹的rc电路中输出与输入的关系，不管mos

谢谢！

jade1988 · 发表于 2013-1-14 19:01:47

yfwuh 发表于 2013-1-14 18:46
呵呵，Avdc只是中频区增益，后面那个带s的式子是交流影响，也就是说中频区以后，随着信号频率的增加，增 ...

由前两个式子怎么推出的第三个式子？

yfwuh · 发表于 2013-1-14 19:11:54

本帖最后由 yfwuh 于 2013-1-14 19:34 编辑

“那个极点频率怎么来的？式子列的太少了”
因为是手算的，方程步骤比较多，输入过来费时间。
我说一下过程：
为了计算简单，用的是“开路时间常数法”；此法用来估算晶体管电路的带宽（一阶近似）是很好的方法；缺点是不能推导零点。
开路时间常数法，只用来估算高端截止频率。
1、输入源置零，耦合、旁路这样的大电容短路。
2、将晶体管小信号模型中的电容单独考虑，如Cgs、Cgd。
Cgs的时间常数就是Cgs两端的等效阻抗与Cgs的乘积；Cgd的时间常数就是Cgd两端的等效阻抗与Cgd的乘积。
这两项加起来，就是总的时间常数，时间常数的导数就是高频端的截止角频率。

补充说明：单独考虑某个电容时，其它电容开路

yfwuh · 发表于 2013-1-14 19:13:18

jade1988 发表于 2013-1-14 19:01
由前两个式子怎么推出的第三个式子？

呵呵，可能我没说清楚，第一个式子是结果，后两个是对第一个式子的说明。

jade1988 · 发表于 2013-1-14 19:30:29

yfwuh 发表于 2013-1-14 19:11
“那个极点频率怎么来的？式子列的太少了”
因为是手算的，方程步骤比较多，输入过来费时间。
我说一下过程 ...

单独考虑，假设考虑Cgs，那么Cgd是不是认为开路，那此时Cgs的时间常数应该是Cgs（Rs+Rg）吧：

Cgd开路，电流源开路！

yfwuh · 发表于 2013-1-14 19:35:05

“Cgd开路，电流源开路！”
？？？

jade1988 · 发表于 2013-1-14 19:44:48

yfwuh 发表于 2013-1-14 19:35
“Cgd开路，电流源开路！”
？？？

电流源肯定是开路吧，内阻无穷大，Cgd是不是我倒是不知道，不过您不说分开考虑么？

jade1988 · 发表于 2013-1-14 19:45:58

yfwuh 发表于 2013-1-14 19:35
“Cgd开路，电流源开路！”
？？？

您21楼最后不是说了么

yfwuh · 发表于 2013-1-14 20:09:58

jade1988 发表于 2013-1-14 19:45
您21楼最后不是说了么

我补充的是其它电容开路（这正是开路时间常数法的叫法原因），但电流源是不开路的

yfwuh · 发表于 2013-1-14 20:23:31

这是我的草稿，刚刚用电脑摄像头捕获的一张图，不清晰，凑活能看看。。。
仅为交流

jade1988 · 发表于 2013-1-14 21:59:07

yfwuh 发表于 2013-1-14 18:17
楼主的图片看起来很亲切。
记得上学的时候，用lite版的pspice，大规模电路仿真不了，小规模大多有没必要仿 ...

这种方法分析零点不行么？比如像CgsCgd这样的小电容开路，分析耦合大电容，与这种方法一样，不知行么？

yfwuh · 发表于 2013-1-15 12:33:39

可以的，低频区的频率特性主要耦合电容和旁路电容决定，有个类似的估算方法叫作＂短路时间常数法"，
这时的＂其它电容＂就要看成短路了。但是对于零点，它只估算旁路电容引入的零点，耦合电容的零点近似认为是零。

jade1988 · 发表于 2013-1-15 17:45:59

yfwuh 发表于 2013-1-15 12:33
可以的，低频区的频率特性主要耦合电容和旁路电容决定，有个类似的估算方法叫作＂短路时间常数法"，
这时的 ...

为何您说耦合电容引入的零点是0呢？

yfwuh · 发表于 2013-1-15 17:59:51

jade1988 发表于 2013-1-15 17:45
为何您说耦合电容引入的零点是0呢？

并不是零，只是近似为零。

jade1988 · 发表于 2013-1-15 18:01:30

yfwuh 发表于 2013-1-15 17:59
并不是零，只是近似为零。

为何近似为0呢？这跟你设计的电路有关吧，耦合电容取小的不就.....

yeutay · 发表于 2013-1-15 23:20:49

475627406 发表于 2013-1-11 14:19
这样看可能更明显，不加补偿和加入补偿的电路，差异几乎看不出来

补偿电容Cs改小一点其差异就会明显的。

475627406 · 发表于 2013-1-16 09:50:34

yeutay 发表于 2013-1-15 23:20
补偿电容Cs改小一点其差异就会明显的。

po=1/2pi(Cs+Cgs)Rs，zo=1/2piCsRs。
，
Po = 1/2PI( 0.1uf + 1000pf )*5k = 315hz
Zo = 1/2PI( 0.1uf )*5k = 318hz
我现在差不多搞明白了，cgs为1nf，只要cs超过其10倍，即cs大于10nf，Z0的作用就基本表现不出来

原作者算法是没有错误的，原作者认为两个很接近的零极点作用相互抵消了，但是，原作者忽略了ro的作用，如果不考虑R0他的分析是正确的

加入R0后，在Po = 1/2PI( 0.1uf + 1000pf )*100 以后 vo = VIN*Xgs/（Xcgs+Xcs+RO），输出应该随频率下降

yfwuh · 发表于 2013-1-18 12:44:39

jade1988 发表于 2013-1-15 18:01
为何近似为0呢？这跟你设计的电路有关吧，耦合电容取小的不就.....

因为一般情况耦合电容都较大，当然了，近似方法都是有适用条件的

【一步一步做个电流源】中Cgs补偿方法的疑问

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